在設計有源濾波器時(shí)，一般遵從以下設計步驟。

　　1.傳遞函數的設計

　　根據對濾波器特性的要求，設計某種類(lèi)型的屁階傳遞函數，再將n階傳遞函數分解為幾個(gè)低階(如一階、二階或三階)傳遞函數乘積的形式。

　　在設計低通、高通、帶通、帶阻濾波器時(shí)，通常采用頻率歸一化的方法，先設計低通原形傳遞函數。若要求設計低通濾波器時(shí)，再將低通原形傳遞函數變換為低通目標傳遞函數;若要求設計高通濾波器時(shí)，再將低通原型傳遞函數變換為高通目標傳遞函數;若要求設計帶通濾波器時(shí)，再將低通原型傳遞函數變換為帶通目標傳遞函數;若要求設計帶阻濾波器時(shí)，再將低通原型傳遞函數變換為帶阻目標傳遞函數。

　　2.電路設計

　　按各個(gè)低階傳遞函數的設計要求，設計和計算有源濾波器電路的基本節。先選擇好電路形式，再根據所設計的傳遞函數，設計和計算相應的元件參數值。根據設計要求，對各電路元件提出具體的要求。

　　3.電路裝配和調試

　　先設計和裝配好各個(gè)低階濾波器電路，再將各個(gè)低階電路級聯(lián)起來(lái)，組成整個(gè)濾波器電路。對整個(gè)濾波器電路進(jìn)行相應的調整和性能測試，并檢驗設計結果。

　　有源濾波器控制器的設計

　　飛速發(fā)展的電力電子技術(shù)使各種電力電子裝置在工業(yè)、交通運輸及家庭中的應用日益廣泛，而這些非線(xiàn)性負荷帶來(lái)的諧波危害也日益嚴重。諧波使電網(wǎng)中元件產(chǎn)生諧波損耗、設備效率和功率因數降低，甚至損害電力設備如電容器等;諧波影響精密儀器和臨近的通信系統，使其無(wú)法正常工作。

　　電力系統中諧波次數和大小隨系統負荷狀況而變化，采用傳統的LC靜態(tài)濾波器無(wú)法滿(mǎn)足要求，而采用電力有源濾波器可以對大小和頻率都變化的諧波及變化的無(wú)功進(jìn)行動(dòng)態(tài)補償，因此有源濾波器的研究和應用越來(lái)越受到人們的重視。有源濾波器的基本原理是：先從補償對象中檢測出諧波電流，再由補償裝置產(chǎn)生一個(gè)與該諧波電流大小相等而相位相反的補償電流，兩者相互抵消而使電網(wǎng)電流中只含有基波分量?？刂破魇怯性礊V波器的核心部件，它通過(guò)產(chǎn)生并控制驅動(dòng)開(kāi)關(guān)器件的脈沖來(lái)控制有源濾波器的行為，完成動(dòng)態(tài)補償諧波和無(wú)功的功能。

　　2 控制系統的結構與基本功能

　　有源濾波器的主電路采用三單相橋式電壓型變流器，通過(guò)變壓器與系統耦合，其結構如圖1所示。采用三單相橋結構是因為三單相橋的控制可以相互解耦，同時(shí)還可用于消除零序分量及其諧波電流，實(shí)現不對稱(chēng)控制。

 

　　該有源濾波器的控制系統采用雙DSP結構，其中一個(gè)DSP處理器用來(lái)完成數據處理、控制與高層保護功能;另一個(gè)DSP處理器用來(lái)產(chǎn)生高精度PWM脈沖?？刂破髦饕幸韵鹿δ埽?/span>

　　(1) 控制有源濾波器的行為

　　根據檢測出的負荷電流的諧波和無(wú)功電流分量控制逆變器的輸出電壓，使有源濾波器輸出的補償電流與負荷諧波電流和無(wú)功電流之和相互抵消，從而使系統電流為基波正序有功電流。

　　(2) 產(chǎn)生觸發(fā)脈沖

　　經(jīng)驅動(dòng)電路控制IGBT的導通和關(guān)斷產(chǎn)生PWM觸發(fā)脈沖，使有源濾波器能輸出正確的諧波補償電流。

　　(3) 脈沖同步

　　根據從電網(wǎng)取回的同步脈沖，產(chǎn)生出與電網(wǎng)電壓同步的脈沖信號，使有源濾波器輸出的電壓與電網(wǎng)電壓保持同步。

　　(4) 自我容錯功能

　　一旦控制器自身有些元件出現錯誤(如電壓互感器(PT)斷線(xiàn)等)，控制器能立即發(fā)現錯誤并報警，同時(shí)不使裝置退出運行，故障修復后可以容易地恢復。

　　(5)保護功能

　　當有源濾波器運行在過(guò)載或其他不正常狀態(tài)下，而電流又沒(méi)有超過(guò)保護動(dòng)作的整定值時(shí)，控制器能通過(guò)保護功能使有源濾波器回到正常工作狀態(tài)，避免其底層保護動(dòng)作，從而保證了有源濾波器能夠連續正常工作。

　　3 有源濾波器控制器的實(shí)現

　　有源濾波器控制器的原理框圖如圖2所示。

 

　　控制器以60×50Hz(或更高)的采樣頻率對負荷電流、裝置輸出的補償電流及系統電壓進(jìn)行采樣和A/D轉換。利用諧波分離算法如dq分解法或ab分解法及其它方法對采樣電流進(jìn)行分解，濾除基波有功分量，保留用作補償所需的諧波電流。然后采用控制算法據電路參數計算出逆變器應產(chǎn)生的諧波電壓。將諧波電壓瞬時(shí)值送至DSP脈沖發(fā)生器，讓脈沖發(fā)生器根據諧波電壓瞬時(shí)值采用SPWM算法決定逆變器開(kāi)關(guān)元件的動(dòng)作。脈沖發(fā)生器根據電壓瞬時(shí)值進(jìn)行SPWM脈沖計算以產(chǎn)生驅動(dòng)脈沖。

　　下面分別介紹控制器的各項功能。

　　3.1 控制算法

　　本系統的控制算法由諧波和無(wú)功電流的檢測及電流跟蹤控制兩部分組成。其中諧波和無(wú)功電流的計算是基于三相電路瞬時(shí)無(wú)功功率理論[3]，如圖3所示。

 

 

 

　　由于本文的有源濾波器要對直流側的電壓進(jìn)行控制，因此在指令電流中需要包含一定的基波有功分量，以便有源濾波器的直流側與交流側交換能量，調節電容電壓至給定值。

 

　　圖4 所示為電流跟蹤控制框圖。本系統的電流跟蹤控制采用PI控制，輸出控制量通過(guò)雙口RAM送至脈沖發(fā)生器，脈沖發(fā)生器根據得到的波形信息產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，脈沖經(jīng)隔離、整形后驅動(dòng)主電路的IGBT使逆變器輸出相應電壓。補償電流是由逆變器的輸出電壓與交流側電源電壓的差值作用于電感而產(chǎn)生的。

 

　　圖5是用該有源濾波器對三相6脈沖整流負載產(chǎn)生的諧波進(jìn)行補償的A相數字仿真結果圖，仿真軟件采用PSCAD。由圖可知補償后的系統電流與系統電壓同相位，電流波形得到大大改善，但比較負荷電流和系統電流可知，在負荷電流變化較快瞬間(對應于整流橋的換相)補償效果差一些，這是因為要補償快速變化的電流要求APF產(chǎn)生很高的諧波電壓，這一方面要求有源濾波器有很快的響應速度，另一方面要求直流側產(chǎn)生高壓，這在實(shí)際裝置中是較難實(shí)現的，因此在負載電流變化非?？鞎r(shí)，APF的補償能力較差。有關(guān)系統不對稱(chēng)對APF的影響及其對零序電流的補償等問(wèn)題仍在進(jìn)一步的研究中。圖6為A相系統電流的諧波分析，負載電流的諧波總畸變率THD為20.1[%]，補償后的系統電流總畸變率為9.4[%]，5、7、9、11次諧波電流的含有率均小于5[%]。

 

　　3.2 數據采樣與處理

　　該DSP 處理器對負荷側的三相電流、電壓信號以及有源濾波器輸出的電流信號進(jìn)行同步采樣，然后進(jìn)行數據處理。根據負荷側的電流與電壓值計算出瞬時(shí)有功、瞬時(shí)無(wú)功功率，再經(jīng)過(guò)諧波檢測與分離算法計算出補償電流的參考值，該值與有源濾波器實(shí)際補償電流的差值通過(guò)PI控制環(huán)節得到相應的控制信號。

　　3.3 控制器的高層保護與復位功能

　　一旦有源濾波器過(guò)流或者過(guò)壓，保護裝置動(dòng)作將IGBT封鎖使有源濾波器處于封鎖狀態(tài)。此時(shí)控制器將根據系統狀態(tài)和有源濾波器本身的狀態(tài)進(jìn)行判斷，如果二者均恢復正常則控制器會(huì )選擇適當的時(shí)機對有源濾波器進(jìn)行復位，使其恢復到正常運行狀態(tài)[2]。

　　4 高精度脈沖發(fā)生器

　　過(guò)去基于單片機的脈寬調制的實(shí)現方案中，由于處理器的指令執行時(shí)間較長(cháng)，而難以保證脈沖精度，且受相位抖動(dòng)的影響也較顯著(zhù)[4]。數字信號處理器快速的運算能力使得我們有可能采用微處理器結構實(shí)現高精度的脈沖發(fā)生器，該方法修改脈沖發(fā)生部分的程序即可產(chǎn)生各種類(lèi)型的PWM脈沖，簡(jiǎn)單靈活，有較好的通用性[5]。

　　4.1 變流器脈沖信號之間的關(guān)系

　　圖7(a)、7(b)是基于IGBT的單相橋電壓型逆變器的結構圖和工作原理示意圖。假定圖中半導體開(kāi)關(guān)為理想開(kāi)關(guān)，則同一橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)的導通與關(guān)斷是互補的(因為同一橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)不能同時(shí)導通，否則將會(huì )因橋臂直通而導致直流電源短路)。假定上部開(kāi)關(guān)(圖(a)中的SL和SR)導通而下部開(kāi)關(guān)(圖(a)中的SL′和SR′)關(guān)斷時(shí)開(kāi)關(guān)狀態(tài)為1，反之為0。如果任一時(shí)刻都有兩只管子導通，則單相橋IGBT開(kāi)關(guān)狀態(tài)的可能組合只有10和01兩種，輸出電壓分別對應+Ed和-Ed。

 

　　這樣，利用一個(gè)6位的狀態(tài)字即可表征三單相全橋逆變器的輸出電壓，如100110B表示此時(shí)輸出電壓為A相+Ed，B相-Ed，C相+Ed。

　　4.2 脈沖發(fā)生器軟、硬件體系結構與實(shí)現

　　本系統采用SPWM方式將載波與參考波的幅值進(jìn)行比較，根據比較結果確定輸出開(kāi)關(guān)的狀態(tài)。本有源濾波器系統的設計目標是消除25次(1.25 kHz)以下的諧波，即參考波的最高頻率為1.25kHz。由采樣定理可知采樣頻率必須大于或等于原信號頻率的2倍才能保持原信號的全部信息，因此本系統中載波(三角波)的最低頻率應該是2.5 kHz?？紤]到提高調制波的頻率使功率元件的開(kāi)關(guān)頻率提高，損耗變大，因而本系統中三角波的頻率采用2.5kHz。由于采用數字離散化方式比較載波和參考波，因而兩個(gè)信號的抽樣頻率越高誤差就越小?？紤]數字信號處理器的實(shí)時(shí)處理能力，本系統采用每隔0.3°比較一次的方法，即抽樣頻率為60 kHz。由于周期三角波頻率為2.5kHz，所以只需要24點(diǎn)幅值信息即可以滿(mǎn)足要求。在實(shí)際應用時(shí)，程序中構造兩張表，一張為24點(diǎn)的調制三角波幅值表，另一張為參考波幅值表，即0°～360°之間間隔0.3°共1200點(diǎn)的參考波幅值，參考波幅值由另外一個(gè)控制芯片提供，通過(guò)雙口RAM提供本系統數字接口。

 

　　脈沖發(fā)生器的硬件結構如圖8。圖中的控制器由另外一個(gè)DSP芯片(TMS320C31)實(shí)現，輸出的控制變量為逆變器輸出電壓的參考值，兩個(gè)DSP芯片之間通過(guò)雙口RAM交換數據。同步信號發(fā)生電路完成對電網(wǎng)電壓信號的濾波和整形處理，在正弦信號的每個(gè)負向過(guò)零點(diǎn)產(chǎn)生向DSP 申請外部中斷的窄脈沖。載波值表存儲于片內RAM上，每個(gè)中斷周期進(jìn)行刷新變址寄存器中的數值來(lái)更新當前所指表中數據的位置，以便和雙口RAM中的參考波的幅值進(jìn)行比較。定時(shí)器0由外部同步脈沖觸發(fā)并將角度信息值轉化為相應的時(shí)鐘周期數加載到定時(shí)器1以及串口計數器的周期計數器中，用于觸發(fā)計數器1和串口中斷程序。

　　與硬件結構相應的軟件結構如圖9。系統初始化包括寫(xiě)控制字、變量賦值、確定存儲地址等。在外部中斷服務(wù)程序中啟動(dòng)定時(shí)器O，即執行系統的主程序。以連續兩個(gè)負向過(guò)零點(diǎn)之間的時(shí)間間隔為周期計算出同步信號的頻率，并將其轉化為相應的時(shí)鐘周期數。定時(shí)器中斷程序主要用來(lái)保持觸發(fā)脈沖的同步和初始化查表用的變址寄存器，并保存上一次的角度信息。串口中斷程序用來(lái)比較參考波與調制波的幅值大小，每次用于比較的參考波為三相幅值，根據比較結果來(lái)確定發(fā)出的狀態(tài)字相應位是1還是0。由于主電路采用三單相橋結構需要6路觸發(fā)脈沖，因此狀態(tài)字為6位，根據比較結果實(shí)時(shí)刷新?tīng)顟B(tài)字，狀態(tài)字經(jīng)輸出鎖存器鎖存后即形成連續脈沖。

　　4.3 試驗結果

　　圖10為利用FLUKE 41B型諧波分析儀實(shí)測的調制波為基波正弦疊加11及13次諧波時(shí)的A相PWM脈沖的諧波分析圖，其中11及13次諧波的幅值均為基波幅值的1/4。

　　5 結論

　　本文利用了數字信號處理器運算速度快、計算精度高、定時(shí)準確的優(yōu)點(diǎn)設計了基于TMS320C31 DSP的脈沖發(fā)生器和控制器。詳細地介紹了有源濾波器控制器的特點(diǎn)、結構、控制方法和主要功能以及脈沖發(fā)生器的設計、軟硬件結構和現場(chǎng)試驗結果?，F場(chǎng)試驗和數字仿真結果表明，脈沖發(fā)生器精度高、穩定性好，控制器的性能符合設計要求。